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电源适配器推挽拓扑基本原理

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电源适配器推挽拓扑基本原理

推挽拓扑如图所示,其主电源适配器T1包含多个次级绕组。每个次级绕组都产生一对相位互差180°的方波脉冲,脉冲幅值由输入电压以及初次级绕组匝数比决定。
所有次级绕组的脉冲宽度都相同,均由主输出回路的负反馈控制电路决定。其控制电路与图所示的Buck调整器和图所示的 Boost调整器的控制电路相似,不过在推挽电路中,开关管Q1和Q2由两个相等的脉宽可调、相位互差180°的脉冲驱动。另外两个次级绕组Ns1和Ns2。为辅输出。
开关管导通期间,基极驱动电压必须足够大,以使在整个额定电流范围内,都能够把每个初级半绕组的开关端电压拉低到开关管饱和导通压降Vce(set),通常约为1V。因此,当任意一个开关管导通时,对应半个初级绕组上的方波电压幅值为(Vdc-1)。
打印机电源适配器次级侧是一个导通时间为Ton、幅值为[(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd]的平顶方波。此处为整流二极管的正向压降,对于传统的快速恢复二极管一般取值为1V,对于肖特基( Schottky)二极管取0.5V。因为每个周期都有两个脉冲,因此整流二极管阴极输出脉冲的占空比为2Ton/T。

因此,图中LC滤波器的输入波形和图1。4所示的Buck调整器LC滤波器上的输入波形相似,波形为平顶波且脉宽可调。图中LC滤波器和图1。4所示的LC滤波器的功能相同,都提供一个大小为方波平均值的直流输出。电路中电容和电感的功能与Buck调整器的功能完全相同,其值的计算方法请详见下面的分析。
图(假设D1和D2是肖特基二极管,其正向压降为0.5V)中,输出为V的直流或平均电压为


主输出Vm整流器端的波形如图所示。如果负反馈环路接在V端,如图2。1所示,则T和V将随着直流输入电压和输出负载电流的变化而调整,以使V保持不变。尽管负载电流没有出现在式中,但是当负载电流改变导致V发生变化时,它都会被误差放大器所采样,然后通过控制导通时间7来调整使V保持不变。假设L1(如图2。1)中的电流不会进入不连续工作模式,导通时间T的变化很小,则不同匝数比N/N、V和周期T下7。的值可以通过式求得。辅输出次级侧整流二极管阴极电压则由从绕组的匝数确定。方波的导通时间T。与主输出相同,由主输出V的反馈环确定。因此辅输出(设整流管为普通的二极管)为

辅输出的输入一负载调整率
从式可以看出,当输入V变化时,为保持Vm恒定,负反馈就会起作用,使辅输出也保持不变。根据式,输入变化时,反馈环会改变导通时间T使得(Vdc-1)Ton的值保持不变,以维持V恒定。相同的(Vdc-1)Ton也出现在式和式中,因此Vdc改变时,Vs1和Vs2也保持恒定。
如果主输出(V)的负载电流变化,则整流二极管正向压降及绕线电阻也会发生轻微变化。因此负反馈环路开始作用以改变负载变化带来的影响,调整T。来保持V恒定。
此时对于辅输出来讲,即使输入V没有变化,其导通时间T=也会发生改变,根据式,V,和V也将改变。这种由主输出负载电流变化造成辅输出电压产生的变化,称为交叉调节。
辅输出电压也会因自身输出电流的变化而变化。相应的,辅输出电流的变化也会导致自身整流二极管正向压降以及绕线电阻的变化,从而导致电压峰值变化。这些变化不能由负反馈来调节,负反馈网络只能采样V的变化。
但是,如果辅输出电感12和13,特别是主电感Ll工作在连续模式,辅输出电压就可以稳定在±5%~±8%的范围内。
提示:当输出采用耦合电感(所有的输出电感共用一个磁心)时,可以得到更好的交又调整率。

电源适配器辅输出电压偏差
尽管辅输出电压变化相对较小,但是它的实际输出电压却不能得到精确的调节。从式可见,辅输出电压值由Ton及相应的次级匝数Ns1、Ns2决定。而Ton由主输出的负反馈决定,基本保持不变。另外,因为次级从绕组的匝数只能按整数改变,所以辅输出电压实际值不能很精确地设置。通过公式   以求出次级绕组N每改变一匝时次级电压的变化情况。
大多数场合,辅输出电压的实际值并不是很重要。轴输出一般用于驱动运放或电动机,这些负载通常可以允许约2V的直流电压偏差。如果辅输出电压值很重要,则通常会把这个值设计得比实际要求的高,然后通过一个线性调整器或Buck调整器将其降到所要求的精确值。因为辅输出已有半调节功能,将其结合线性调整器使用,效率不会太低。

电源适配器主输出电感的最小电流限制

前面讨论了Buck调整器输出电感的选择,并提到当电感电流波形上升沿从零开始时(见图),电感进入不连续工作模式。当平均电流小于该值时,反馈环通过减小导通时间维持Bck调整器输出电压的稳定,但这会使辅输出电压降低。

然然而从图可以看出,进入不连续工作模式以前,即使输出电流发生很大的变化,通时间基本保持恒定。但进入不连续工作模式后,导通时间会有很大变化。对于Buck调整器来讲,由于只有一个输出电压,并且有反馈环保持其恒定,所以不会有什么问题。但对于一主多从的推挽脉宽调制LED灯电源适配器来讲,由式可知,辅输出电压与主输出导通时间成正比。
因此,当有辅输出时,即使主输出电流降到最小值,也不允许主输出电感电流进入不连续工作模式。例如,设主输出电流最小值为额定值的1/10,根据式可以计算出所需输出电感的最小值。在主输出电感电流连续范围内,轴输出电压值波动范围将保持在±5%以内。当主电感进入不连续模式时(电感电流低于最小电流值),反馈环将明显减小T。以保持主输出电压恒定。不过,辅输出电压也将下降。
另外,辅输出在其输出电流范围内也不允许进入不连续模式。根据式同样可以计算出辅输出电感值。显然,所允许的最小电流值越大,所需电感值越小。
提示:这种问题同样可以通过耦合电感来解决。

推挽电源适配器是最传统的拓扑结构之一,但设计中依然经常用到。这种拓扑能够实现多路输出,且输出端与输入端以及输出端与输出端之间可以实现直流隔离。输出电压既可以高于输入电压,也可以低于输入电压。当输入电压和负载波动时主输出电压可以得到很好的调节。辅输出电压在输入电压变化时都能保持较高的调整率,当负载发生变化时,只要辅输出电感电流不进入不连续模式,辅输出电压调整率也能控制在5%以内。

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| 发布时间:2019.01.15    来源:电源适配器厂家
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